בקרה דיגיטלית מאפשרת המרת הספק DC-DC אמינה עם הגבלת זרם אקטיבית

אופיינית, עבור יישומי ספקי כוח DC-DC מבודדים עם זרם בעל מוצא גבוה, השימוש במיישרים סינכרוניים (במיוחד MOSFET) הוא שולט. זרם בעל מוצא גבוה מכניס גם di/dt גבוה על המיישרים. לשם יעילות גבוהה, בחירת ה-MOSFET נקבעת בעיקר על-ידי הנגד-גע ומטען השער. אולם, תשומת-לב קטנה נתונה למטען ההתאוששות ההפוכה של דיודת הגוף הטפילי (Qrr) וקיבול המוצא (Coss). אלה הם פרמטרים קריטיים התורמים לדרבן (spike) המתח והצלצול הנראים על קולט של ה-MOSFET.

אופיינית, כאשר מדרוג מתח הפריצה של ה-MOSFET עולה, התנגדות ה-גע גם גדלה. מאמר זה מציע מגביל זרם (snubber) ריתוק אקטיבי מבוקר דיגיטלית שיכול לבטל את דרבן וצלצול המתח הנראה על מיישרים סינכרוניים. הוא גם מציע מדריך תכנון משולב ליתרונות אחדים נוספים בממירי DC-DC מבודדים (דוגמת טופולוגיות מחצית-גשר וגשר מלא), תוך שיפור האמינות והקטנת קצב הכשלים.
ספקי כוח בעלי אמינות גבוהה בעלי זמן ממוצע בין כשלים (meantime between failures – MTBF) גבוה הם תמיד רצויים. לשם תכנון עמיד, ניתן להשתמש בקצב מתח פריצה גבוה יותר של המתגים. אולם, הדבר גורם להפחתת היעילות. כתוצאה, יעילות גבוהה ואמינות גבוהה מנוגדות מאט ביישום שלהם. הייתה דרישה קבועה בתוך התעשייה לממירי DC-DC מבודדים יעילים כחלק מפתרונות ספקי הכוח מהדור הבא. דבר זה דורש שימוש במיישרים סינכרוניים עבור הצד המשני. מיישרים מדורגים כללית פי 1.2 עד 1.5 דרבן המתח על-פני ההתקן.

דרבן המתח נגרם על-ידי התהודה מהשראות הזליגה, השראות העקבה הטפילית וקיבול מוצא המיישר (Coss), היכולים להיות תהודתיים עד לערך שיא של כפליים המתח ההפוך הקבוע של המיישר. ניתן להשתמש במגבילי זרם בצורת RC [1] או RCD [5] בתור פיתרון. בעוד אלה נפוצים, הם גם הרסניים ותורמים להפחתה קטנה ביעילות. טכניקות אחדות ליצירת מגביל זרם ללא הפסדים משתמשות במגבילי זרם משוביים (regenerative) דוגמת LCD [3]; מתמקדים על מגבילי זרם עבור מתג הצד הראשוני בלבד; או משתמשים ב-מגביל זרם RC במהלך הכיבוי של מתג הכוח ולא במהלך ההפעלה.
טכניקות אחרות [2,6] משתמשות באנרגיית הזליגה כדי להפעיל ממיר קטן בעל יעילות גבוהה להזנה בתוך מסוף מתח המוצא. אולם, דבר זה דורש מספר רכיבים גבוה יותר. טכניקות אחרות [4] השתמשו במגביל זרם הריתוק האקטיבי אל הטופולוגיה של גשר מלא בעל סטיית מופע כדי לבטל את ההתנגדות הנגרמת על-ידי סליל התהודה על הצד הראשוני של יישום בעל מיתוג-רך ZVS, בעל מגבלה במחזורי פעולה נמוכים. הסכימה של דרגת ההספק של הממיר (הצד המשני בלבד) מוצגת באיור 1.
איור 1 מראה את הצד המשני של ממיר DC-DC מבודד. הצד המשני מורכב מיישור סינכרוני בצורת גשר H המחובר לשנאי. קיימים גם סליל סינון מוצא (Lout) וקבל סינון מוצא (Cout). מתג הריתוק האקטיבי הוא MOSFET בערוץ P וההזנה של השער לשם הזזת הרמה של אות השער מורכבת מקבל ודיודה.

מעגל לתדירות גבוהה שווה-ערך
בתורת התדר הגבוה, הסלילים הגדולים והקבלים הגדולים נחשבים למעגלי ריקם וקצר, בהתאמה, כאשר רק הסלילים והקבלים הטפיליים והתהודתיים משמשים לניתוח המעגל. שיטה זו מאפשרת לפשט את המעגל לשם ניתוח של זרמי ה-AC. דבר זה שימושי במיוחד בטופולוגיות תהודתיות וכאשר מגבילי זרם מעורבים מאחר שזרמים בעלי תדר גבוה יבחרו את הנתיב בעל העכבה הנמוכה ביותר במהלך ההגבלה.
המבט AC של המעגל מוצג באיור 2. סליל המסנן במוצא וקבל המסנן במוצא הם פתוחים ומקוצרים בהתאמה. קיבולי המוצא של ה-MOSFETs וסלילי הזליגה נותרים כמצבם במעגל. המוקד נמצא בצד המשני של הממיר, מאחר שמקור המתח הראשוני מקוצר ואיננו תורם לניתוח.

פעולה של מעגל הריתוק האקטיבי עבור ה-FET הסינכרוני
בניתוח, מניחים שהקבל מגביל הזרם גדול דיו כדי להחזיק מתח קבוע על-פניו. במהלך תקופת המרווח החופשי (SR1 ו-SR2 מופעלים שניהם באיור 3) כל ארבעת המתגים המשניים (MOSFETs) מופעלים. בשל זמן העלייה והירידה הסופיים והשוני בהשהיות ההתפשטות של אותות הזנת השער, יש תמיד זמן מת קטן בין אותות המיישר הסינכרוני. במשך זמן מת זה, הדיודה הטפילית של ה-MOSFETs מוליכה כדי לאפשר מהלך חופשי. לאחר זאת, בא המחצית השנייה של מחזור המיתוג כאשר הענף השני של ה-MOSFETs הראשוניים מופעל.
דבר זה גורם לשינוי הקוטביות על-פני סליל השנאי ומכבה את דיודת המיישר הסינכרוני. אולם, הדיודה הטפילית של ה-MOSFET הסינכרוני אינה נכבית כל עוד מטען ההתאוששות ההפוך (Qrr) איננו מדולדל (depleted). הכיוון מוצג באיור 2. ה-Qrr נראה כעודף של זרם המוחזר דרך השנאי אל הצד הראשוני כדרבן בעל קצה מוביל. דבר זה תורם גם לדרבן המתח על מסוף הקולט של ה-MOSFET הסינכרוני. גודל המטען של ההתאוששות ההפוכה נתון על-ידי:

דרבן מתח הנגרם על-ידי השראות הזליגה והעקבה (הקוטביות מוצגת באיור 2) נספג על-ידי מגביל הזרם של ריתוק. מתג מגביל הזרם האקטיבי ניתן להפעיל ב-ZVS לאחר שהדיודה הטפילית מופעלת. אולם, כאשר מגביל הזרם של הריתוק מופעל, קבל המגביל סופג את זרם ההתאוששות ההפוכה ומחזיר לתנועה את האנרגיה הלכודה לתוך הגשר המשני והעומס. מאחר שהזרם הנקי דרך קבל מגביל הזרם הוא אפס, הוא יחזיק את מאזן המטען כל עוד הממיר מופעל במצב קבוע.

קו מנחה לתכנון
הערכה של השראות הזליגה: הפעל את הממיר ללא מגביל הזרם ומדוד את תדר ומחזור התהודה (f1) של דרבן מתח הצלצול על הקולט של ה-MOSFET הסינכרוני. מדוד גם את דרבן הקצה המוביל על צורת הגל של זרם הראשוני (שצריך להיות שווה ל-trr). כדי להעריך את השראות הזליגה, מקם ערך ידוע של הקבל (C2) לפחות סדר גודל אחד גדול מהקיבול קולט-מקור של ה-MOSFET. מדוד את תדר הצלצול (f2) וחשב את הקיבול (Coss) והשראות הזליגה (LLK) תוך שימוש במשוואת דלהלן:

בחירת קבל מגביל זרם בעל ריתוק אקטיבי: בחר בקבל ריתוק עם לפחות 10-100 פעם קיבול המוצא של ה-MOSFET הסינכרוני. זאת בגלל שיהיה נתיב בעל עכבה נמוכה אל מתג הריתוק האקטיבי. אולם הבחירה של קבל הריתוק צריכה להיות כך ש:

כאשר Ts הוא מחזור המיתוג.

הפעל את מגביל הזרם האקטיבי עם ההשהיה הקטנה המוצגת להלן:

שני האיברים הם השהיית ההתפשטות של המזין וזמן העלייה של אות המזין של ה-MOSFET הראשוני. תזמון זה הוא קריטי מאחר שכל ההתאוששות ההפוכה של דיודת הגוף MOSFET צריכה להיות לכודה. זמן זה תלוי במאפייני ההתאוששות ההפוכה של גוף הדיודה (Qrr, trr, Irr) של ה-MOSFET הסינכרוני ועשוי להשתנות לפי גורמים בתוך ההתקן דוגמת טמפרטורה, זרם העומס ומתח הפוך. השהיית התזמון ומגביל הזרם בזמן יכולים להיות מיוטבים בהתאם למאפיינים שונים של המתגים תוך שימוש בקביעות רזולוציה עדינות כמתואר.
שיטה חלופית של קביעת קבל הריתוק היא שימוש במשוואה הבאה. היא מבוססת על מחזור התהודה כאשר אנרגיית הזליגה מוטלת לתוך קבל הריתוק.

כדי לבטל את הצלצול המוגזם המצוין בנקודה 1, הזמן on צריך להיות עד מחזור תהודה אחד או שניים, אחרת יהיה צלצול מוגזם וקבוע. לחילופין, הזמן on של מגביל הזרם יהיה בערך הזמן on של דרבן הקצה המוביל המצוין בנקודה 1 לעיל (כלומר (trr. זמן on מוגזם גורם פשוט לתהודת אנרגיה במשך מספר נוסף של מחזורים, וזה ניתן לראות בצורת הגל של הזרם הראשוני באיורים 8 ו-9 (להלן).

בחירת מתג מגביל הזרם
גרסה מפושטת של (1) היא לקחת את גבול המקרה הגרוע ביותר מדף הנתונים של ה-MOSFET. המשוואה הבאה מספקת יותר הארה על הזרם בקבל:

הגורם 2 משמש מאחר שרק מחצית מחזור המיתוג מובאת בחשבון, ותהליך זה קורה פעמיים עבור טופולוגיה של מחצית-גשר או גשר מלא. כמו כן באיור 1, מאחר ששני המתגים מכובים, מטען ההתאוששות ההפוכה מוכפל. לכן, הזרם הכולל נתון על-ידי:

מספר ה-MOSFETs במקביל. זהו הזרם הממוצע דרך המתג מגביל הזרם האקטיבי.

מימוש דיגיטלי
למימוש הדיגיטלי של מגביל הזרם בעל ריתוק האקטיבי יש שני בקרים. בקר 1 הוא ההשהיה של מגביל הזרם (כלומר ההשהיה המתכווננת בקצה ה-PWM של מגביל הזרם מקצה התיחול). בקרה 2 היא ה-PWM של מגביל הזרם on-time. נקודת התיחול היא הOR- הלוגי של הקצה העולה של ה-PWMs הראשוניים מהצדדים הנגדיים של גשר ה-H (כלומר OUTC ו-OUTD). ה-PWMs של מגביל הזרם אינם דורשים רזולוציה כה גבוהה במו הרזולוציה של ה-PWM הראשי (לדוגמה 125 ננו-שניות). כתוצאה השעון הדרוש עבור תיחול יכול להיות איטי יחסית (רזולוציה של 5ns), החוסכת גם הספק (גורם x40). המושג יכול גם לשמש לטופולוגיות המרת הספק בעלות מגע מרכזי על המשני. בנוסף, המושג ניתן להשמה גם במתגים פרטיים בהם ממוקם מגביל זרם אקטיבי דיסקרטי על-פני כל אחד מטרנזיסטורי ההספק. במקרה זה, אותות ההזנה מה-FETs לריתוק האקטיביים נלקחים מהקצה הנופל של המיישרים הסינכרוניים.
הבקר הדיגיטלי ADP1055 מציע את הערכה הנכונה של כלים כדי לבצע זאת. עם GUI אינטואיטיבי, הייטוב של מגביל הזרם המרתק האקטיבי ניתן לביצוע תוך דקות. ה-ADP1055 מציע שתי אופציות לקביעת PWM של מגביל הזרם תוך שילוב לוגי של SR1 ו-SR2, או אותות OUTC ו-OUTD. בשני המקרים, PWM של מגביל הזרם ניתן לעיצוב עם שתי אופציות כמוצג באיור 6 ו-7. בכל התרחישים שצוינו לעיל, פרמטרי הייטוב ניתנים לכיוונן עדין תוך שימוש בתכונות “השהיית מגביל הזרם” (קובעת את הזמן המת) ו”מגביל הזרם בזמן”. השילוב הלוגי של שני האותות בעלי בחירת הקיטוב מציע חופש מלא של המשתמש לבחור את הסוג הנכון של מגבילי זרם.

תוצאות ניסוייות בטופולוגיה של גשר מלא
לשם בדיקה ניסויית, נבחר ממיר DC-DC מבודד בעל מבוא נומינלי של 48 וולט ומוצא הנקוב של 12 וולט, 20 אמפר בתדר מיתוג של 125 קילו-הרץ. הטופולוגיה היא בגשר מלא עם צד משני כמתואר באיור 1.
איור 8 מראה כיצד מגביל זרם לא-נכון יוצר צלצול ומתח תנודת הקולט מוגזם של ה-MOSFET הסינכרוני, המשתקף גם במעגל הראשוני. דרבן הקצה המוביל הוא גם מחמיר ותורם ל-EMI בלתי רצוי.
איור 9 מראה מגביל זרם מיוטב on-time ללא צלצול במתח הקולט של ה-MOSFET הסינכרוני. גם הדרבן של הקצה המוביל כמעט בוטל.
איור 10 מראה את מתח הקולט של ה-MOSFET הסינכרוני ללא מגביל הזרם לריתוק אקטיבי. שינוי המתח עשוי להיות מחמיר עד כדי 1.5 פעמים מתח המצב הקבוע עם האפשרות שה-MOSFET ייגרר לתנאי מפולת.
איור 11 מראה את היעילות של מגביל זרם הריתוק האקטיבי. דרבן הקצה המוביל מבוטל כליל ואין צלצול על קולט ה-MOSFET.

תוצאות ניסויות בטופולוגיה של מחצית הגשר
אימות ניסויי נוסף נערך בטופולוגיה של מחצית הגשר עם מבוא נומינלי של 48 וולט ומוצא נקוב של 9 וולט, 200 ואט בתדר מיתוג של 180 קילו-הרץ
שיקולי מערך
איור 8 מראה מערך עבור טופולוגיית מחצית הגשר המוזכרת לעיל. שיקול המפתח הוא להקטין את ההשראות הטפילית של לולאת הריתוק על-ידי קיצור או הידוק של הלולאה לשטח קטן. כשל לעשות זאת ימתן את יעילות הריתוק, ויוביל לשטיפה בתדר גבוה במשך תקופת הריתוק.
מאמר זה הציג את המימוש הדיגיטלי של מעגל מגביל הזרם בעל הריתוק האקטיבי עבור יישומי זרם מוצא גבוה בממירי DC-DC מבודדים. סכימת הריתוק האקטיבי המוצעת מציעה יתרונות אחדים, דוגמת מתח ריתוק נמוך יותר המוביל למדרוג מתח פריצה נמוך יותר, המוביל ליעילות גבוהה יותר. היא גם מבטלת את הצלצול, דבר המנמיך את ההפרעה האלקטרו-מגנטית (Electromagnetic Interference –EMI). זהו מעגל זול ופשוט בעל סכימת הזנה קלה. הוא גם מציע חסכונות במעגל המודפס בהשוואה למגבילים אקטיביים אחרים הכוללים סלילים נוספים. בסה”כ אמינות ספק הכוח מוגברת בצורה דרמטית. יתר על כן, דרבן הקמה המוביל מבוטל, והדבר מקטין את המאמץ על המתגים הראשוניים. בנוסף, יעילות גבוהה יותר מתפרשת ליצירת חום נמוכה יותר, דבר שימושי עבור מודולים בשטח מוגבל בו קשה לפזר את החום
הבקר הדיגיטלי ADP1055 מציע את הסט הנכון של כלים כדי להשלים את המטלות שצוינו לעיל ללא שימוש בתכנות או בקודים מורכבים. ה-ADP1055 תומך גם בתכונות רבות אחרות, כגון קופסה שחורה, עצירה רכה, מיסוך הפקודה ושבח לא-ליניארי.

סימוכין
1. K. Harada, T. Ninmomiya and M. Kohno, “Optimum design of RC snubbers for switching regulators”, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., Vol. AES-15, pp. 209-218, March 1979
2. M. Cacciato and A. Consoli, “New regenerative active snubber circuit for ZVS phase shift full bridge converter”, in Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf., Mar. 6–11, 2011, pp. 1507–1511.
3. Huang, C.K. Chen, C.T., Nien, H.H., Changchien, S.K., Shieh, H.W., “Optimal Design of Lossless Passive Snubber for DC/DC Converters”, Innovative Computing, Information and Control, 2006.
ICICIC ’06. First International Conference on, Vol 1, 2006, pp. 559-602.
4. J.A. Sabate, V. Vlatkovic, R.B. Ridley, F.C. Lee, “High voltage high power, ZVS full-bridge PWM converter employing an active snubber”, IEEE APEC’91, ~158-16.
5. C.G. Steyn, “Optimum size of dissipative nonlinear turn-off snubber”, IEE Proceedings, Vol. 135, Pt. B, No. 4, July 1988.
6. Wu, T. F., Chen, Y. C., Yang, J. G., & Kuo, C. L. (2010). Isolated bidirectional full-bridge DC–DC converter with a flyback snubber. Power Electronics, IEEE Transactions on, 25(7), 1915-1922.

על המחבר
Subodh Madiwale הוא מהנדס יישומי מטה בחטיבת ניהול ההספק של Analog Devices .

ראה גם
l Controlling switch-node ringing in DC/DC converters
l Lossless Snubber Circuit in Flyback Converter and Its Utilization for a Low Operating Voltage
l Simplify DC-DC Converter Characterization
l Boost efficiency for low-cost flyback converters